UC2845应用和PWM变压器设计

UC2845芯片资料介绍及维修方法和设计汇总 第一节:UC2845D芯片介绍 ①管脚介绍 Unitrode公司的UC2845D(D是贴片)是一种高性能固定频率电流型控制器,包含误差放大器、PWM比较器、PWM锁存器、振荡器、内部基准电源和欠压锁定等单元,其结构图
UC2845的管脚图 1脚: 是误差放大器的输出端,外接阻容元件用于改善误差放器的 增益和频率特性。

2脚: 是反馈电压输入端,此脚电压与误差放大器同相端的2.5V基准 电压进行比较,产生误差(控制)电压,误差(控制)电压变大,第6 脚输出脉冲变窄,占空比降低,抑制输出电压的增加,从而使输 出电压稳定,而控制脉冲宽度,脉宽越宽,电源输出电压越高, Vref比较器高低门限为:3.6V/3.4V。

3脚: 电流检测输入端。在外围电路中,在功率开关管(如Mos管)的源 极串接一个小阻值的取样电阻,将脉冲变压器的电流转换成电 压,此电压送入3脚,控制脉宽。此外,当电源电压异常时,功率开 关管的电流增大,当取样电阻上的电压超过1V时,缩小脉冲宽度 使电源处于间歇工作状态,UC2845就停止输出,有效地保护了功 率开关管。

4脚: 定时端,内部振荡器的工作频率由外接的阻容时间常数决定， f=1.72(Rt*Ct)当上电后，5VDC通过Rt电阻给Ct充电,使④脚电压近 似线性上升,当电压上升到2.8V时,在振荡器内部,将定时电容 器CT上的电压突然放掉,当电压下降到1.4V时,电压又开始上 升,这样就形成一个锯齿波电压。

5脚: 为公共地端。

6脚: 为推挽输出端,输出的频率是振荡频率的1/2,内部为图腾柱式, 上升、下降时间仅为50ns,驱动能力为±1A。

7脚: Vcc是电源。VCC比较器上下门限分别为:8.4V/7.6V,UC2845最 小工作电压为8.2V,此时耗电在1mA以下。输入电压可以通过一 个大阻值电阻从高压降压获得。芯片工作后,输入电压可在 7.6V～36V之间波动,(内部有一个36V的齐纳二极管作为稳压管,从VCC连接至地,它的作用是保护集成电路免受系统启动或运行期间所产生的过高电压的破坏),低于7.6V就停止工作。工作时耗电约为15mA,此电流可通过反馈电阻提供。当Vcc欠压, UC2845D8参考电压输出端8脚将无+5V输出,从而导致RC振荡停止工作。

8脚: 为5V基准电压输出端,有50mA的负载能力。

②主要特性 用于20-50W的小功率开关电源,管脚少,电路简单。

1. 单输出级,可以驱动MOS、晶体管。

2. 自动前馈补偿。

3. 锁存脉宽调制,用于逐周期限流。

4. 具有精密的电压基准源(±l％),电压调整率可达0.01%。

5. 基准电压为4.9～5.1V,电流模式工作频率可达500kHz。

6. 低启动电压和工作电流,启动电流<1mA,工作电流15mA。

7. 电流图腾柱输出,1A。

8.有欠电压锁定保护和过电流保护功能。

③芯片原理内部框图如图4-5。

5V基准 内部偏置 S R 电流取样 比较器 PWM锁存 误差放大器 振荡器 Vref T Ucc GND CT/RT UFB COMP ISENSE OUTPUT UREF UVLO 2R R 2.5VDC 图4-5:UC2845电源控制芯片原理框图 第二节 开关电源常见故障的维修 一.检查UC2845D8芯片好坏的方法 1.可在UC2845D8的⑤脚和⑦脚之间加12V直流电压,⑦脚接电源正,⑤脚接电源负 2.UC2845D8的⑧脚有5V电压输出。

④有间歇式的0-2.5V锯齿电压波形。

⑥有较宽的脉冲输出。

②有2.5V电压。

二.常见的故障:上电后,311V电压正常,电路无输出电压,启不动,但不烧保险丝。

检查UC2845D8的第⑦脚供电情况 1.第⑦脚没有电压或启动门限电压<8.4VDC 首先:检查启动电阻(R203)是否变为无穷大或电阻漏焊和有断线而不通,稳压二极管(D236)是否击穿和方向焊反。

其次:用万用表测4N90的D(漏极)与主绕组一端通否? 最后:用万用测负载是否有短路现象。

2.第⑦脚电压跳变,第8脚5VDC电压没有 a.一般为第⑥脚对地有短路,或自馈电压没建立起来,检查是否短路和自馈电路 b.用万用表测第⑥脚与地通否,测启动绕组与二极管,电容,电阻通断情况 3.第7脚与第8脚同时跳变,一般为次级短路 4.第7脚电压正常第8脚5V正常,第⑥脚电压跳变,电源不工作 一般是开关MOS管断路或第⑥脚到栅极(G)之间断路。

2.保险丝熔断,且玻璃管严重发黑。

数字万用表用二极管档(指针式用RX100档)对负载部分的主要元件进行在路测量,如整流滤波中的整流二极管击穿,说明电路存在严重短路,一般为交流滤波回路短路、整流二极管短路、直流滤波电容短路和开关管短路。

检修方法:启动电路 自馈电路 吸收回路 过流保护回路 过压保护回路 负载电路 a.启动电路 检查启动电阻(R203)是否变为无穷大或电阻漏焊和有断线而不通,稳压二极管(D236)是否击穿和方向焊反。

b.自馈电路 用万用表测自馈电绕组与二极管,电容,电阻通断情况,整流二极管(D213)是否击穿和方向焊反否,电容(C224)短路否, 电容(C225)短路及有无爆裂痕迹和方向焊反否。

c. 六个吸收回路{(主绕组,功率器件)=[2];输出负载饶组=[4]} R2，C18，D5用于吸收开关管关断时，变压器漏感产生的过电压 1.两个吸收回路(主绕组和付饶组) a.查第一个吸收回路:整流二极管(D201)是否击穿和方向焊反否,电容(C202)短路和有无爆裂痕迹,放电电阻(R201)烧毁或阻值变成无穷大。

b.查第二个吸收回路:MOS管是否烧坏,造成漏极D和S源极短路, 电容(C221)有无爆裂痕迹,放电电阻(R234)烧毁或阻值变成无穷大。

2.四个吸收回路:(输出负载饶组,电阻和电容吸收次级整流管的 尖峰电压) a.查第一个吸收回路:电容(C207)短路和有无爆裂痕迹,阻尼电 阻(RX201)烧毁或阻值变成无穷大(24V1)。

b.查第二个吸收回路:电容(C208)短路和有无爆裂痕迹,阻尼电 阻(RX202)烧毁或阻值变成无穷大(24V2)。

c.查第三个吸收回路:电容(C209)短路和有无爆裂痕迹,阻尼电 阻(RX203)烧毁或阻值变成无穷大(12V)。

d.查第四个吸收回路:电容(C210)短路和有无爆裂痕迹,阻尼电 阻(RX204)烧毁或阻值变成无穷大(15V)。

f.过压保护回路 1.稳压二极管(D212)是否击穿和方向焊反,R238阻值是否正常 2.当输出电压+12V加大,R249与R251,R252组成的误差放大器电 路,经电阻分压后得到的取样电压加大与精密2.5V电压进行比较,其差值必然增大,U205光偶的电流If增大,当U0=If *R243与UC2845D8的①脚进行比较,产生误差控制电压,当误差电压>3.6v时,UC2845D8的输出关断 g. 负载电路 二、维修分析工作原理 开关电源维修注意事项 ①在焊接电源初级元件时,一定要在拔掉电源线的情况下操作,否则 将烧坏电源。

②维修无输出的电源,通电后再断电,由于电源不振荡,300V滤波电容 两端的电压放电会极其缓慢,此时,如果要用万用表的电阻档,测量 电源电路时,应先对300V滤波电容两端的电压进行放电（可用消磁 电阻或烙铁的电源插头进行放电）,然后才能测量,不能直接将电容 两端短路进行放电 ③测量电源电路的电压,要选好参考电位,因为开关变压器初级之前 的地为热地,而开关变压器之后的地为冷地,二者电位不等。

第三章 单端反激式变换器原理分析 l 单端反激式变换器的特点 单端反激式变换器又称电感储能式变换器，工作原理如图所示, 当开关管Q1被PWM脉冲激励而导通时,直流输入电压施加到高频变压器T的初级绕组上,此时NP相当于一个纯电感,流过NP的电流线性上升,电源能量以磁能形式存储在电感中,次级整流二极管D1截止,输出电容C给负载供电。(电能转换为磁能) 当开关管Q1截止时,由于电感电流不能突变,初级绕组两 端电压极性反向, 次级绕组上的电压极性颠倒使D1导通, 初级储存的能量传送到次极,提供负载电流,同时给输出电容充电。(磁能换为电能) 单端反激式变换器通常采用加气隙来增大可工作的磁场强度H，减少剩余磁感应强度;当反激式变换器处于连续工作模式时,气隙可有效防止磁芯饱和，因而可增大电源的输出功率，减少变压器磁芯损耗,进一步提高开关频率。

一、调制 1.定义: 利用某一种电压或波形的改变,去控制另一种电压或波形发生某种形式的改变。

2.调制方式:利用电压的改变,去控制另一种波形的改变,最后达到能控制输出电压的改变,同时能控制输出电压稳定的一种技术措施。

3.脉冲宽度调制方式(PWM:(Pulse Width Modulation): ①是输入电压的变化,使输出脉冲宽度发生变化的一种方式。

②开关管工作周期T是固定不变的。

③输出电压的改变和稳定,就是控制开关管调整饱和导通的时 间来实现的。

④脉宽式开关电源都是降压式的变换器,但采用变压器隔离的 开关电源,可以改变初级与次级绕组匝数比,来决定输出电 压是升压还是降压。

⑤占空比的比值就是电压比的比值,占空比的变化范围:0∽1。

2.交流共模滤波电感的结构和工作原理 ①定义:是在一个磁心上的两个匝数相等的绕组中再电流方向上的不同,就能起到共模滤波电感的作用。

②模式:1.差模输入:就是在共模滤波器的两个输入端口,所输入电压是有差别的一种输入模式。

在某一瞬间,两个输入端的电压一个为+,一个为 -,两个绕组产生的磁通是大小相等方向相反,磁 芯中就没有变化的磁通,也没电感量,也没感抗, 对50HZ的交流电压没有阻力,只有绕组的直流电 阻存在,直流电阻值为0.1-0.5Ω实际有0.1-0.2W 能量损失,可忽略。

2.共模输入:就是在共模滤波器的两个输入端口,所输入电压是没有差别的一种输入模式。

假设共模高频干扰电压输入为+或-,两个绕组产生的是 同一方向变化的磁通,磁芯中就有变化的磁通,就有感抗,电感对共模高频干扰会有较大的衰减。

三、电路原理分析 1.交流输入部分 ① 自恢复保险丝(是一种过流保护器件) A. 原理:在常态下它的阻值非常低(0.2Ω)，工作电流流过开关时功耗 很小,损耗能量小,当电路电流超过设计值或发生短路故障时,它的内阻迅速增加至数千欧,使电路进入开路状态,立即将电路电流切断,对电路起到保护作用,自动恢复开关只能 进行低电压过流保护,而不能接在220VAC上,否则将开关烧毁。

②RT201是压敏电阻 ③NTC201是热敏电阻,在开关电源中起过温保护和软启动的作用。

④低通滤波器 定义:低频能通过而高频干扰信号通不过的滤波器,就是能滤掉 高频电压,又可叫高频滤波器。

b.组成:一般由电容器和电感组成 c.作用: 1.防止电网上的高频干扰信号、抑制浪涌电压、尖蜂电 压进入开关电源中。

2.阻止、限制开关电源所产生的噪声,高频电磁干扰信号 串入电网上。

d.电感 e.电容 作用:1.电容器的基本作用既是充电和放电。

2. 储能:以电压形式存储能量:Ec=1/2V2C,具有隔直流通 交流的作用,它两端的电压不能突变,电容的容 抗是与频率成反比,频率越高,它呈现的容抗越 小,容抗:Xc=12∏FC 。

3.滤波作用:整流电路将交流变成脉动的直流,在整流电路之后接入一个较大容量的电解电容,在滤波电路中,电容的耐压值不要小于交流有效值的1.42倍。利用其充放电特性,使整流后的脉动直流电压变成相对比较稳定的直流电压。在实际中,为了防止电路各部分供电电压因负载变化而变化,所以在电源的输出端及负载的电源输入端接电解电容,由于大容量的电解电容一般具有一定的电感,对高频及脉冲干扰信号不能有效地滤除,故在其两端并联了一只容量为0.001--0.lpF的电容,以滤除高频及脉冲干扰。

4.去耦作用:滤除高频器件在PCB电源或芯片电源脚上引起的辐射电流,为器件提供一个局部的直流通路,能减低电路中的电流冲击峰值。

它在减小电源和地平面上纹波、噪声和毛刺很有效果。

减少开关噪声在板上的传播并抑制噪声对其它芯片的干扰。

0.1uF以下的陶瓷电容常被用来做去耦电容。

5.旁路作用: (Bypass)是指给信号中的某些有害部分提供 一条低阻抗的通路。电源中高频干扰是典型 的无用成分,需要将其在进入目标芯片之前 提前滤掉,旁路电容主要针对高频干扰（高是 相对的,认为20MHz以上为高频干扰,20MHz以 下为低频纹波),选用涤纶薄膜电容。

注: 电阻主要是用做限流和确定固定电平,即所 谓的上拉或下拉。

揩振回路可以选用云母、高频陶瓷电容。

谐振分串联谐振和并联谐振。串联谐振产生 过电压,并联谐振产生大电流。

f.图1分析,C205,L1,C203组成∏型低通滤波电路,C205,C203为 抗串模干扰元件,用于抑制正态噪声,电容选漏电流小的。所 以,CLC型滤波电路中电容的容量和电感的感量越大,他们的滤 波效果就越好。

g.常用高压和低压低通滤波电路 二、桥式整流 0-265VAC经桥式整流后,直流电压=265*1.414=374.71V, 此电压分三路: 1路:经R203降压以及C224,C225滤波后为UC2845提供启动电压 2路:经高频变压器初级为开关功率管的漏极提供驱动电压, D201,C202,R201是变压器缓冲网络吸收回路,用于吸收对变 压器初级的漏电流,次级反馈到初级的尖峰电流进行吸收 或二次将漏感反向耦合到次级,吸收开关管关断时,变压器 漏感产生的过电压。

3路: R203和R233组成泄放回路,电压经R203和R233对地放电。

当断电后不要立即焊取电阻和电容,由于电阻较大放电需要 一定时间,故要用万用表量电容两端的电压,放电完后才能 操作;由于电压经电阻分压,故在选滤波电容C224,C225时, 注意耐压值>375*(R233/R203+R233),否则,当电源出现故障 时,375V电压没电流输出,C224和C225有可能被击穿。

三、启动电路 要使开关电源工作,首先是振荡器必须的振荡,振荡器要振 荡必须要有一个较小的的启动电流,较小的的启动电流又来自较 小的的启动电压,可是开关电源开机后,马上建立起来的唯一的 一种电压,就是375V左右的直流电压,该电压经启动电阻R203(200KΩ)直接给UC2845D8的⑦脚供电(正常工作约需15mA电流),此时自馈电没建立起来,只有靠C225的放电来继续启动,此电容又叫维持启动电容;开关变压器的初级绕组感应给自馈电绕组的脉冲电压,输出+13V自馈电压,自馈电建立后,经维持启动电容C224,C225滤波后,给UC2845D8的⑦脚供电,启动电阻R203也完成任务,R203还接在电路中,两端有362V电压(362/200K=1.85mA电流),此时没有R203,电路工作可正常工作。

四、吸收回路 ①定义:消反冲电路或称阻尼电路。

② 组成:由电阻、电容和阻塞二极管组成的钳位电路。

③ 作用:1:降低没用的反冲电压。

2:消除高频振荡(可以有效地保护开关功率管不受损)。

④ 反冲电压:是指在断开有电流的电感电路时,产生的自感电压,吸 收回路是消耗能量的。

⑤ 高电压常用的几种吸收回路分析 a.在电路工作稳定后,当开关管Q1截止时,初级绕组的反冲电压为:上“-”下“+”,并通过二极管D1给电容器C1充电,由于电路中没有电阻,所以电容器C1充电电流比较大, 电容器C1两端电压一下就能上升到150V,电容器C1吸收的能量就比较多。(瞬间充电完成,马上又放电)电容器C1的电压为下“+”上“-”,电阻R1也有电流泄漏，它不可能通过二极管D1反向由初级绕组T放电,它就无法振荡下去,电容器C1上的电压,只有通过R1放电,将反冲电压转换成热能散发掉。

当开关管Q1导通时,电阻R1仍给电容器C1放电,最后C1两端电压下降到约125V。

总之:电容器C2的充电时间,在Q1截止;C2的放电时间在导通和截止整各个过程。

b. 当开关管Q1截止时,初级绕组的反冲电压为:上“-”下“+”,并通过电阻R1给电容器C1充电,C1充电脉冲电流比较大(0.3A),在R1上的瞬时电压降可达200V至多,瞬时功率达60W,平均功率1-2W。(瞬间充电完成,马上又放电)电容器C1的电压为下“+”上“-”,C1通过阻尼电阻R1放电(使高频自由振荡成低频自由振荡,由于R1消耗使振荡很快衰减)。

当开关管Q1导通时,由电源电压(300V)给C1充电,在阻尼电阻R1上也要消耗能量。

c. 当开关管Q1截止时,MOS的D(漏极)反冲电压最高达600-800V,通过电阻R1给电容器C1充电,因反冲电压较高,所以充电电流很大, 反冲电压消耗大,从而达到保护Q1的目的。

当开关管Q1导通时,C1所充的电压就经过Q1放电,为了防止瞬间放电电流过大而加重管子负担,所以串联电阻R1加以限流,C1的两端电压不可能全部放掉,还会乘100V左右电压。

d. 当开关管Q1截止时, 反冲电压通过二极管D1给电容器C1充电,因反冲电压较高(600-800V),没有电阻限流,所以充电电流很大, 反冲电压消耗大,从而达到保护Q1的目的(有反冲电压这一瞬间是充电,其它时间通过R4放电)。

当开关管Q1导通时,C1所充的电压就经过R1放电, C1的两端电压不可能全部放掉,还会乘100V左右电压。

e.当开关管Q1截止时,初级绕组的反冲电压为:上“-”下“+”, 直接给电容器C1充电,由于电路中没有电阻,所以电容器C1充电电流比较大,电容器C1两端电压一下就能上升到很高电压,电容器C1吸收的能量就比较多,电容器C1的电压为下“-”上“+”。

当开关管Q1导通时,C1所充的电压就经过MOS管,R1,R2放电转换成热能散发掉,C1的两端电压不可能全部放掉,还会乘100V左右电压。

⑥对图原理介绍 a.吸收回路1:由C202(103/2KV),R201(27K/3W),D201(MUR110R) 组成变压器缓冲网络吸收回路。并与初级绕组两端并联,它主要是消除MOS管截止时,产生的高频振荡。

当MOS管导通时,初级绕组中的电流,使变压器储存磁能,当MOS管截止时,变压器中的磁能就要转化为电能,在初级绕组的两端, 产生下正上负的300多伏的脉冲电压。由于有较小的寄生电容的存在,变压器的初级绕组与寄生电容要产生高频振荡,向外发射干扰电磁波。

有了该组吸收后路后,自感电压通过D201给C202充电,把能量储存在C202电场中,因C202上的电压不可能通过D201向初级绕组N1放电(截止),所以它就无法振荡下去,C202上的电压,只有通过R201放电,将反冲电压转换成热能散发掉,R201温度比较高。

总之:C202的冲电时间,只是在MOS管截止的一瞬间, C202的放电时间,是在MOS管截止和导通的整个过 程中。

b.吸收回路2: MOS管吸收回路:C221(221/2KV),R234(27K 3W),D211 (MUR1100R)组成。与MOS管两端并联。

当MOS管截止时,初级绕组N1的两端,产生下正、上负的300多伏的脉冲电压,这个电压与直流300V串联相加后,这时4N90的漏极D和源极S之间约有600~700V的电压,有了该组吸收回路后,这个很高的脉冲电压,通过D211给电容器C221充电,将很高的脉冲电压拉下来当MOS管导通时,电容器C221通过MOS和R234放电,防止瞬间放电电流过大,在电路中串联一个限流电阻R234,这样C221的两端电压不可能全部放掉,一般会剩100V左右的电压。

c.吸收回路3: RX201及C207和D206组成24V1次级吸收回路。

4: RX202及C208和D208组成24V2次级吸收回路。

5: RX203及C209和D209组成12V次级吸收回路。

6:RX204及C210和D210组成15V次级吸收回路。

(吸收次级整流管的反向尖峰电压) d.MOS管选型计算 4N90导通时,变压器的磁通量增大,此时便将电能积蓄起 来,4N90截止时,便将积蓄的电能释放,变压器初级绕组中便有剩磁产生,并通过D201反馈到次级,剩磁释放完后,初级绕组NP的电压 Vmin =1.414*154=217.756V Vmax=1.414*286 = 404.404V Dmin:最小占空比 Lp:初级电感量 MOS峰值电压:Vdsp= Vmax*(1+(R201*Dmin)/(10*Lp)) = Vmax*(1+(R201*Dmin)/(10*Lp) =404.404*(1+(20k*0.2)/(10*2.341)) = 571.56V MOS峰值电流:Ids = 0.2*N3/N1+0.2*(N4+N5)/N1+1.5*N4/N1+ 0.4*N6/N1 = 0.2317 (A) 时间常数R201*C202比周期T大的多,一般取5倍左右,则 C202 = 5*T/R201 = 5*12.2*10(-6)/20*10(3) = 3 (PF) 五、振荡和输出频率 1.R240=10K,C226=2.2*10(-6)F,它是决定该电路工作频率的重 要元件,开关频率:f=1.72*10(3)R240*C226(KHZ)=1.72*10(5)2.2=78.18kHz。

2.输出电压频率为振荡频率的一半。

六、补偿电路 UC2845D8的①脚是误差放大器的输出端,②脚是误差放大器的输入负端,内部基准电压5VDC分压后,产生一个2.5V的电压,作为误差放大器的输入正端。

1.当①、②脚短路时,构成一个电压跟随器,输出一个2.5V的不变电压。

2.当①、②脚之间接一个电容,作用是完成高频负反馈,能有效的消除高频寄生振荡。

3.当①、②脚之间接一个电阻,作用是完成直流负反馈,R1阻值越小,负反馈就越深,误差放大器的放大倍数就越小,频带就越宽,静态工作点就越稳定,温度特性也越好。

七、电路是怎样保护的? 1.输出端短路而产生过流,开关MOS管的漏极电流将大幅度上升, R235,R236两端的电压也上升,UC2845的3脚上的电压也上升,当3脚上的电压超过正常值0.3V达到1V(即电流超过0.66A=1V/1.5)时,UC2845的PWM比较器输出高电平,使PWM锁存器复位,关闭输出,即UC2845的6脚无输出,MOS管截止,从而保护电路。

2.输入供电电压过压(超过265V) 265VAC经桥式整流后,直流电压=265*1.414=374.71V,变压器初级绕组电压大大提高,UC2845的7脚供电电压也急剧上升,大于18V时,D236被击穿,UC2845的2脚电压也上升关闭输出,从而保护电路,同时D212也被击穿,MOS管截止。

3.输入供电电压欠压(低于125V) 125VAC经桥式整流后,直流电压=125*1.414=176.75V,变压 器初级绕组电压很低,UC2845的7脚供电电压也低,当低于7.6V, UC2845不工作。

第四章 单端反激式变压器的设计原理分析 一、设计举列1: 1.高频变压器的参数设计
本没计的目标是完成一个交流输入电压范围为220(1±20％)V，输出为24V／500mA、±15V／600mA、5V／2A的多级输出，效率η=75％,最大占空比D=O．5,工作频率f=50kHz的开关稳压直流电源。

　单端反激式工关电源中变压器不仅作为变压器使用，同时又作为储能电感，它的设计方法与其他类型的变压器不同。其设计参数丰要有以下3项:
(1)求出原边绕组电感量；

　　(2)选择规格、尺寸合适的高频变压器磁芯；

　　(3)计算原副边绕组匝数。

1.1: 计算原边电感量Lp及变压器气隙δ 考虑到输入电压有±20％的波动，即要求该单端反激开关电源在交流电压180～260V范围内都能正常工作。

输出功率Po=24×0.5+15×0.6×2+5×2=40W 取反激变压器最大占空比Dmax=0.5 Vs应取最小值:Vs(min)=180×1.4-20=232V 其中20V为直流纹波及整流桥压降之和。

初级绕组流过的峰值电流Ip为式中: Ip=2*P0Vs*Dmax (1) Ip=2*40232*0.5 =0.69A 2 假设电压Vs波动下限为7％,Vs(min)232(1-0.07)=216V,则次级绕组的电感: Lp=Vs（min）* Dmax* TIp (3) Lp=216*0.50.69*50*103 =3.13mH 4 即工作磁感应强度变化值取饱和值Bs的一半，查阅R2KB铁氧体磁性能表可知，其饱和磁感应强度Bs=3500GS，则:△B▲=12 Bs=1750Gs, 磁芯有效截面积A=97．25mm2代入各值计算可得其所需气隙长度可由下式计算式中:Ae为磁心有效截面积 δ= 0.4*∏*L p *Ip2Ae △B210-8=1.8712.978=0.63mm （5）
1.2: 次级绕组匝数
初级绕组匝数计算公式为 N1= L p *IpAe*△B*108= 3.13* 0.6997.25* 1750*108=128 6
将4．1中得到的各量代入得N1=128匝。

次级绕组匝数的计算公式(24V) 式中:VD为整流二极管正向压降。

代入数据， N2=V0 +VD*1-Dmax*N1V Smin Dmax=24+1*1-0.5*128232*0.5 (7) =13.79 次级绕组取N2=14匝。

取UC3842的工作电压为15V，式中的lV为整流管的导通压降。

N6=15+1 24+1*N2=8.96 (8)
则反馈绕组取9匝， 　 二、设计举列2: 1.设计参数要求 ①输入电压有±30％的波动，即要求该单端反激开关电源在交流电压154～286VAC范围内都能正常工作。

②输出负载有4组,其中三组互相隔离 24VDC 0.2A 24VDC 0.2A 12VDC 1.5A 15VDC 0.4A 2. 功率、直流电压、输入电流、输出负载、空气隙、电容值的确定 ①输出功率: Po = 24×0.2+24×0.2+12×1.5+15×0.4 = 33.6 (W) ②输入总功率: Pi=P0η=33.60.85=39.5W η=85% (1) ③输入最低和最高直流电压:Vmin = 154*1.414 = 217.756V Vmax = 286*1.414 = 404.404V ④输入有效电流: Ids=PiVmin=39.5217.756 =0.181A (2) ⑤输入最大电流: Imax=IdsDmax=0.1810.4 =0.4538 A (3) ⑥输入回路平均电流: Idc=Ids*Dmax=0.181*0.4 =0.0724 A (4) ⑦空气隙: δ=4∏*10-7*N12*AeLp=4∏*10-7*942*111.242.452 =1.23452.452=0.4898 mm (5) ⑧电解电容:C201 = 2* Pi = 80μf/450V (实际选用:C201= 68μf/450V) 对于5-10W的开关电源,电容可选4.7∽10μf。

10-50W的开关电源,按2.0∽3.0μf/W的容量选用。

50-100W的开关电源,按2.5∽3.5μf/W的容量选用。

如果滤波电容容量太小,则会使直流电压纹波太大,容易引起开关管损坏,导致功率因数下降,谐波含量增加,电容器静电容量的允许偏差可为±10%,最好为±5%。C>47μf,一般要求漏电电流:I<3*(CU)1/2 (μA) ⑨电容的负载电阻 Rlc=VminIdc=217.7560.0724=3007.6Ω (6) 3.工作频率和周期的确定 ① f=1.72*103Rt Ct=1.72*10310*103*2.2*10-6=1.72*1052.2=78.18KHz (7) ② T=1f=178.18Khz=12.79μs (8) 4.占空比和导通时间的确定 ①占空比 最大占空比Dmax<0.5, 故选 Dmax=0.4 ②导通时间 TON=T*Dmax =12.79*0.4 =5.11μs (9) 5.铁氧体磁芯的选型和介绍 ①铁氧体磁芯型号:EI32,制作时空气隙每边各留0.5mm。

②EI32磁芯尺寸:B = 21.5(mm) C = 10.8±0.2 (mm) D = 10.8±0.2 (mm) ③磁感应强度:Bs = 2000GS ④磁芯有效截面积:Ae = C*D(mm2) = (10.8)*(10.8-0.5) = 111.24 (mm2) ⑤窗口面积:Be = (B-C)/4*D = (21.5-10.8)/4*10.8 = 28.89(mm2) 6.计算变压器初、次级绕组匝数和输出电压Vs ①确定初级绕组N1的匝数和电感量 饱和磁通密度在100℃时,查表Bs=286(mT),对一般形状、材质 的铁氧体,当工作频率78.18KHz时,65%的饱和值△Bs=286*0.65 =186(mT),变压器的感应电压从217.756V到404.404V的变动,磁感应强度也发生变化 N1=Vmin*1.3*1.9*Ton*10-6△Bs*Ae =154*1.3*1.9*5.110.186*111.24 =93.94 取94匝 (11) 初级电感量:Lp=Vmin*Ton*10-6Imax=217.756*5.11*10-60.4538 =2.452mH (12) ②反馈绕组N2 UC2845D8的工作电压为12V,加上整流二极管D213的管压降1.75V,反馈绕组N2的供电电压为13.75V Vs1=12+1.750.4=34.375 V (13) N2=Vs1*Ton*104Bs*Ae =34.375*5.11*1042000*111.24 =1756.5222.48 =7.89 取8 匝 (14) ③次级绕组N3 输出电压=24V,VL 滤波电感的压降=0.4V,VF 肖特基二极管的正向压降=1.75V Vs3=24+0.4+1.750.4=65.375 V (15) N3=Vs3*Ton*104Bs*Ae =65.375*5.11*1042000*111.24 =3340.6222.48 =15.01 取15 匝 (16) N3=Vs3*NpVmax-2Vds =65.375*94404.404-4 =15.34 取15 匝 (17) ④次级绕组N5 输出电压=12V,VL 滤波电感的压降=0.4V,VF 肖特基二极管的正向压降=1.75V Vs5=12+0.4+1.750.4=34.375 V (18) N5=Vs5*Ton*104Bs*Ae =34.375*5.11*1042000*111.24 =1756.5222.48 =7.89 取8匝 (19) ⑤次级绕组N6 输出电压=15V,VL 滤波电感的压降=0.4V,VF 肖特基二极管的 正向压降=1.75V Vs6=15+0.4+1.750.4=42.875 V (20) N6=Vs6*Ton*104Bs*Ae =42.875*5.11*1042000*111.24 =2190.9222.48 =9.84 取10匝 (21) N6=Vs6*NpVmax-2Vds =42.875*94404.404-4 =10.06 取10 匝 (22) 四、过流保护电路的设计 a.V0 –V1 R244=V1 –V2 R245=>V0 –V1 1=V1 –V2 1 △V=V1 –V2 =V0 –V1 b.V0-VrefR249=Vref11R251+1R252 V0=Vref1+R249R252+R249R251 V0=Vref*1+5.110+5.11.5 V0=2.5*1+0.51+3.4=12.275V IC=V0R244+R245=12V2K=6mA>5mA c.当负载加大时,Vo↓→Vref↓→Vka(V2) ↑→△V=(V1-V2) ↑光耦发光管IC↑→光耦三极管If↑→PWM误差(控制)电压Ue↑→PWM输出脉冲变宽↑→占空比D↑→抑制Vo降低。

当负载变小时,Vo↑→Vref↑→Vka(V2) ↓→△V=(V1-V2)↓→ 光耦发光管IC↓→光耦三极管If↓→PWM误差(控制)电压Ue↓→PWM输出脉冲变窄→占空比D↓→抑制Vo增加。

d.负载调整率得到改善,由于增加了光电反馈控制环节,在空载时输出电压与满载时的输出电压变动值减小,大大增加了输出电压的稳定度。

e.频率特性好,稳定幅度大。在50kHZ和500KHZ的工作频率下,它的输出电压变化量为0.01％。

f.过流限制特性好。若由于负载变动的原因而使输出电流剧增,当它超过标称电流的15％时,立即关闭输出,对电路进行保护。

g.过压保护和欠压锁定功能强,准确,灵敏度高。

h.有的电路设计中增加提升低频增益电路,用一个电阻和一个电容串 接于控制端和输出端,来压制低频(100Hz)纹波和提高输出调整率, 即静态误差。

l.输出经过TL431(可控分流基准)反馈并将误差放大,TL431的沉流端驱动一个光耦的发光部分,而处在电源高压主边的光耦感光部分得到的反馈电压,用来调整一个电流模式的PWM控制器的开关时间,从而得到一个稳定的直流电压输出。

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